关于PFC话题，很多电源工程师工作中会遇到不同的问题。其实找到问题的根源，才能对症下药。下面给大家分享几篇不错的文章，供大家学习~
PFC变换器基础
在如今的大多数AC电压输入电源应用场合，大多需要PFC电路，不管是OBC，还是便携式储能，还是传统的服务器电源，或是照明电路，PFC电路是不可或缺的一部分,本文对PFC电路的基础层面的东西做一些分析。
一.为什么需要PFC
通常在AC电压之后会带一个整流电路，整流后的电路进入DC/DC转换电路后，通过高频开关的动作，则从AC端输入看来，输入电流会变为高频脉冲式的电流，它们往往是不连续的波形。在电网中，拉出这样的电流，会导致网络的损耗，导致产生大量谐波，并且对外产生辐射等，功率较大时，这个影响会更大，如图1中中间的输入电流波形，所示。
图1 带PFC和不带PFC时的输入电流波形比较
电流谐波，一般是基波的整数倍的正弦波，可以看成是电网上连续地稳定的一些干扰，从上述分析中，我们也得知，它是由于电网负载的瞬态功率导致的畸变。
图2 导致电流谐波的源头
造成电流谐波的源有很多，诸如，各种开关电源或者其它电力设备，或者辅助设备，及电机等设备等，这里我们不一一详述，如图2可以参考……
PFC设计考虑的几个点——电路结构
EC-61000-3-2 标准定义了给定功率水平允许的最大谐波电流。2005 年第 3 版对 1995 年和 2001 年标准的初始版本进行了更改。它对（D 类）PC、显示器和电视的电力线谐波电流提出了更严格的要求，每相功耗在 75 和 600 W 之间，=16 A . 为了满足这些要求，设计人员必须在 D 类电源中采用有源 PFC。
许多 PFC 电路采用升压转换器。传统升压 PFC 转换器的一个限制是它只能通过整流交流线路工作，这涉及两级功率处理（图 1）。
图1
转换器生成的波形更好地说明了这个问题（图 2）。此外，在传统升压转换器中引入隔离也没有简单有效的方法 。
图2
使用升压转换器的全桥扩展，然后作为 PFC 转换器进行控制，是引入隔离的一种方式（图 3）。然而，这增加了初级侧的四个晶体管和次级侧的四个二极管整流器的复杂性，它们都在例如 100 kHz 的开关频率下工作。此外，输入桥式整流器中还有四个二极管，工作在 50/60Hz 的线路频率下。
图3
除了低频正弦电流外，线路电流还会在高开关频率下叠加输入电感纹波电流，需要通过交流线路上的附加高频滤波器将其滤除。在硬开关模式下工作的 12 个开关的存在导致高导通和开关损耗。这种两级方法及其辅助开关设备的最佳效率为 87%。
由于升压直流转换增益，这种方法还存在启动问题。它需要额外的电路来对输出电容器进行预充电，以便转换器能够启动……
PFC布局布线带来的耦合EMI问题
EMI传导干扰的以下几种路径：（总的EMI的耦合路径）
上面的原理路径示意框图涉及到的信息非常广，可以延伸到不同的电源拓扑结构，涉及到系统的传导理论，辐射理论。如果电路你就当做是标准的PFC大功率应用电路，这时候你就会考虑30MHZ-300MHZ的骚扰功率的问题。如果电路结构前级输入是低压的交流输入（例如12VAC）这个电路可以是标准的升压（BOOST）电路结构，改变一下电感，开关MOS及输出二极管的位置，这个电路就可以变成高压或中低压的降压（BUCK）电路。也就是说这类电路的应用在EMI的问题表现及处理上都可使用同样的等效结构，处理EMI的问题就非常类同了。
A.在上面的电路结构中电感回路及输出回路比较优化，并且和交流输入有足够的距离时，如果有EMI的问题请参考《开关电源：EMC的分析与设计》快速设计理论方案！分析框图结构如下：
B.在实际中我们还有10%的EMI的问题也是众多设计师们没有注意的问题！从而要从PCB的分析来入手！分析框图结构如下：
1.感性耦合路径问题
注意电路中的感性元件：电感 及 变压器等等。
2.容性耦合路径问题
注意电路中任意相近的两根电流导线都会存在分布电容耦合：PCB走线及连接线等等。
C.我在进行企业内训时就出现实际的案例：EMI传导设计-中高频部分优化我们共模滤波器没有明显的效果，分析框图结构如下：
该电路结构是典型的交流220VAC整流滤波后进行BUCK电路的高压降压电路设计，输出15V/0.1A 典型系统供电电路，EMI电路的滤波电路使用2级滤波器结构，我进行上述的EMI的路径分析这个2级滤波器完全足够解决150KHZ-10MHZ的传导干扰。进行分析如下……
PFC电感设计考量及计算
随着项目功率的不断提升，加上电网对质量的要求越来越高，大功率ACDC电源前级不得不加上功率因数校正，其作用我这里不在赘述。本文要讨论的就是BOOST_PFC电路中电感设计时需要考虑的因素和选取原则，对我们后续的产品调试起着至关重要的作用。 文末有PFC电路设计福利别忘了领取哟！
一：电感不饱和（感量下降不超过合理范围）
在此之前，我们先回顾一下磁的特性，看看磁滞回线，我们可以看到H 加大时， B 值也同时增加，但 H 加大到一定程度后， B 值得增加就变得越来越缓慢，直至 B 值不再变化 (u 值越来越小，直至为零 ) ，这时磁性材料便饱和了。通常电路中使用的电感都不希望电感饱和（特殊应用除外，有些需要饱和电感），其工作曲线应在饱和曲线以内， Hdc 称为直流磁场强度或直流工作点。
对于储能滤波电感，由于需要承受一定的直流电流（低频电流相对与高频开关电流也可视为直流），也就是存在直流工作点 Hdc 不为零。磁芯需加气隙才能承受较大的直流磁通，如下图，所以该类电感通常选用铁粉芯做磁芯（有分散气隙）。
由于磁芯加了分布气隙，其饱和过程就不是一个突变而是一个渐变的过程，所以电感的不饱和问题就转化为电感感值在直流量下的合理下降问题……
何为交错式PFC
临界导通模式和连续导通模式各有其独特的优势和劣势。 CrCM PFC 具有低开关损耗，但由于 200% 电感纹波电流而导致高传导损耗。 相比之下，CCM PFC 更适合以更高的开关损耗为代价更有效地管理传导损耗。 增加 CrCM 的实际功率限制的一种方法是使用交错方法，其中两个升压功率级彼此相差 180°，如图 1 所示。
图1
这种交错方法可用于将 CrCM 的实际功率范围扩展到 700 W。此外，交错操作为 PFC 转换器带来了一些额外的好处。 虽然每个独立电感器中的纹波电流仍然很高，但由于纹波抵消，总输入电流纹波要小得多，如图 2所示。输入电流纹波抵消的好处是可以利用物理上更小的 EMI 滤波器。
图2
对于某些占空比，可以实现完全的纹波电流消除。 对于两级交错升压，当整流交流输入电压等于输出电压的一半时，就会发生这种情况，如图 3 所示。
图3
由于交错式 PFC 在两相之间平均分配负载，因此每个升压级中的 RMS 电流与前几节讨论的单相对应电流相比更小。 较低的 RMS 电流允许使用更小、更快的 MOSFET 和二极管。 由于每相电流较低，每个独立电感器的尺寸也可以最小化。 功率损耗分布在两个功率级上，从而实现比单相 CrCM 或单相 CCM 更好的热管理。 请注意，这种交错方法也适用于 CCM，并且交错 CCM PFC 享有许多相同的好处，例如更高的输出功率能力、纹波电流消除和更小的每相 RMS 电流。 这种交错方法的缺点是需要两个升压功率级，从而导致成本和组件数量增加……
Boost实现的PFC输出电容快速估算法
在DC/DC应用中Boost电路的输出电容选择方法与之前反激电路（Buck-Boost）一样，而用于AC/DC中分析方法就有所不同了。在前面的分析中已知电解电容的临界ESR纹波频率约为2kHz左右，在PFC应用中电容上的输入频率为2倍工频频率既100Hz（或120Hz），这么低的频率下ESR电阻对纹波的影响是可以忽略的。以下图PFC电路为例：
图3-1 Boost拓扑实现的PFC电路
输入AC220、输出DC400V、工频50Hz、功率300W、负载533、电容100uF，按照上图中的参数获得的波形曲线如下：
图3-2 连续模式PFC波形
Boost电路的特点是输入电流连续、输出电流断续，而PFC电路上的主要纹波是由工频周期产生远大于开关纹波，用下图来进行分析说明：
图3-3 PFC电路输出纹波计算
纹波的计算依然采用公式△V=q/Co，上左图（a）电感电流是连续的上右图（b）实际流经输出二极管的电流是断续的，将输出电流做“连续化”处理后就得到图中蓝色曲线（Iavg）其与输出电流Io所围成的面积就是工频周期的充、放电电荷q。基本公式如下……
单级PFC消除工频纹波的解决方案
单级PFC设计由于输入滤波电容较小，会产生一些和电网频率相关的闪烁。闪烁的大小取决于电网频率、转换器输出电流的交流振幅、输出电容的大小、光输出与电流的关系和 LED 灯串的动态电阻等。
转换器输出电流的波形和功率因数有关。
要减少在单级高功率因数校正的 LED 驱动器中 100/120Hz 的闪烁，就必须减少 LED 电流纹波。以下为几种可能的方式：
1. 减少转换器输出电流的峰至峰振幅，这可以借着降低设计的功率因数、增加输入电容、增加电流反馈回路的速度等而达到。这样一来， PF (power factor) 和 THD (Total Harmonic Distortion) 可能都无法符合要求，这个解决方案通常只用于低功率设计中。
2. 增加输出电容。为减小纹波至非常低的水平，就必须要有一个非常大的电容器，如此即增加了成本和体积。
3. 增加 LED 灯串的动态电阻：可以选择有较高 RDYNAMIC的 LED，或使 LED 工作在 I/V 曲线较低的区域。也可以在 LED 灯串上再串联一电阻，然而这将增加额外的功耗，也会降低转换器的效率。
4. 也可使用一个线性后调节器来消除输出电压纹波，从而减小 LED 的电流纹波
笔者将重点介绍第四点，使用一个简单的电路方案来解决LED纹波：
如上图所示，可以使用NPN或者PNP来设计LED去纹波电路。
上图的电路是一个自给偏压的射极跟随器。
利用达林顿组态，可以使得基极的阻抗维持相当高，所以只需很小的电容即可过滤 100Hz的纹波。这个电路可以使用 NPN 晶体管放在 VOUT 端来实现，或者使用 PNP 晶体管放在 GND 端实现。
加上这样的电路可将 LED 电流纹波降到非常低的值，甚至接近 0％。 这种消除 LED 电流纹波电路的缺点是会有额外的功耗消耗在 Q2 上，因而降低了 LED 驱动器的效率。在 Q2 上的功耗可以由 (VOUTPP/2 +1.2V)*ILED 来估算……
基于L6562 Flyback PFC仿真设计
仔细回想，当时搭建模型的时候并不太了解Flyback PFC的原理，就在网上搜索了一份datasheet学习，根据数据手册搭建了芯片的控制原理图，并测试各个引脚的功能，完成功能测试后，开始搭建功率回路，功率回路的参数是根据经验值设置的，并没有进行详细分析计算；最后完成光耦+TL431环路参数设计，完全实现了闭环控制。
L6562是临界电流模式PFC控制芯片，其内部功能结构如图1所示。
图1 L6562功能框图
图2 控制部分建模
搭建模型时主要实现图1中红色曲线部分功能即可。
反激式PFC变换器的控制原理如图3所示。
图3 反激PFC工作原理
图4 临界电感电流波形及驱动
由于时间关系，现在就分享这么多，后面有机会将会详细分析……
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