设计用于高容量通信的信号会产生高峰均比（PAR）波形，发射机功率放大器（PA）必须以低失真放大这些波形信号。随着新兴的第五代（5G）无线系统的出现，载波频率和信号带宽预计将从当前的S波段和C波段分配中显着增加。由于以下原因，所有这些因素都有助于实现保持发射机PA（功放）效率的日益严峻的目标：

• 随着输出功率的变化效率不会保持不变。
• 高效PA通常是非线性的。
• RF负载变化会对效率产生负面影响。

本文简要回顾电源电压调制以提高几种PA类型的效率，然后讨论主要挑战以及对该技术未来发展方向的一些预测。

电源调制或包络跟踪（ET，envelope tracking）作为元件包含在较低微波频率范围（高达2 GHz）的几种商用手机中，适用于低于1W功率级的砷化镓（GaAs）PA。本文将讨论扩展到在氮化镓（GaN）中实现的更高频率的PA。提供了载波频率在10 GHz范围内且信号带宽在几百兆赫范围内的电源调制GaN发射机的具体示例，并讨论了进一步增加带宽的挑战。

介绍和背景

图1（a）中的方框图回顾了一个基本的ET PA发射机，其中提供给PA的电源电压根据信号的时变包络进行动态变化，以便PA保持接近总是处于压缩状态，此时其效率很高。图1（b）显示了几个电源电压作为PA输出功率函数绘制的功率附加效率（PAE）示例：如果动态电源可以跟随PAE曲线的峰值作为信号包络（因此，输出功率）变化，这种方法可能导致RF PA的平均效率大幅提高。然而，整体系统效率包括PA和动态电源（信号调制器）的损耗，并且难以实现宽带信号放大所需的高效率，高精度和高压摆率。

图1（a）示出了包络调制器的典型实现，其具有有效但慢速的开关模式转换器以及效率较低但速度较快的线性放大器（参见例如[3]）。在蜂窝应用中，ET在手机中已经商业化，并且也被提议用于基站。 2013年，用于手机的高通QFE 1110包络跟踪器芯片被宣传为第一款发布的跟踪器，并很快被包含在许多3G / 4G手机的发射器中（例如在亚马逊Fire中）。

图 1

图1.（a）ET PA发射机方框图，显示了在现场可编程门阵列（FPGA）中实现的数字基带和控制部分; 包络调制器由一个高效率，慢速开关电源和一个快速，低效的线性放大器组成，工作在几十到几百兆赫兹的信号包络带宽内，而带有驱动器的RF PA工作在载波频率为 千兆赫范围。 （b）GaN PA的样品PAE曲线作为各种电源电压的输出功率的函数，显示了高平均效率操作所需的电源电压变化。 PWM：脉冲宽度调制; D / A：数字到模拟; WCDMA：宽带码分多址; PDF：概率密度函数。

表1列出了应用供应调制或其他方法的早期公布的贡献摘要，其中突出了相关研究中选定的工作。表1中所示的不同PA类型（极性（polar），宽带ET（WBET，wide-band ET），混合包络消除和恢复（HEER，hybrid enve- lope elimination and restoration），使用非线性组件的线性放大（LINC，linear amplification using nonlinear components）和电源调制（SM，supply modulated）]是电源变化调制并在相关文献中详细讨论。演示主要在S波段或低于S波段，并显示一些高复合PAEs（CPAE），当带宽低于5 MHz对于具有同相/正交（I / Q）的信号，效率甚至高于60％。

表1.已有的供电电源调制技术概述。

在早期的X波段工作中，GaAs金属半导体场效应晶体管X波段功率放大器的特征是静态的。最近，已经证明了具有更高信号带宽的ET;例如，有文献报告了100MHz I / Q带宽具有70％搞笑包络调制器的X波段PA。

虽然图1说明了标准的ET方法，但图2描述了几种最高级别的电源调制发送器架构。通常提出的提高效率的三种架构是Doherty放大器，异相（outphasing）放大器和ET放大器。后者必然包括电源调制，而Doherty和异相（outphasing）放大器可以通过添加可变电源进一步改善效率。在Doherty和Outphasing方法中，PA1和PA2处于相同的载波频率。虽然两者都以负载调制为特征，但输出组合（合路）器不同，并且两个PA仅在异相（outphasing）情况下是相同的。

图2

图2.发射机架构的一般框图，可提高高PAR信号的效率。 在Doherty和异相（ outphasing）方法中，PA1和PA2处于相同的载波频率。 虽然两者都以负载阻抗调制为特征，但输出合路器是不同的。 PA1和PA2仅在异相（ outphasing）情况下是完全相同的。 在ET中，输出组合发生在PA中。 DAC：数模转换器。

供电调制发射机设计的重要考虑因素

在包括支持电源调制器的所有方法中，无论是ET，Doherty还是异相（outphasing）PA，复杂性和部件数量都会增加，以及需要额外的线性化技术。对于任何实用的架构，性能增益必须足够大，以保证增加的复杂性和成本是值得的。该主题在例如在相关文献中有所讨论，其中对于相同的实验GaN PA和定制设计的电源调制器两个轨迹进行比较。一个案例描述了使用恒定电源的最简单驱动调制（在这种情况下，对于0.25-μm GaN工艺，供电电压为32 V）和图3中的轨迹类似曲线G，峰值电压达到32 V，比较结果总结在表2中。注意，供电调制轨迹导致测量的复合平均发射机PAE为52.5％，具有8-MHz PAR信号的8W平均输出功率以及具有23MHz的电源调制器带宽。宽带码分多址（WCDMA）下行链路信号的线性度满足要求，误差矢量幅度（EVM）低于1％。为了满足这种情况下的线性度，PA的平均漏极效率为75.9％，而恒定漏极电压情况下效率为30％。

图3

图3.（a）已在ET系统中实施的各种轨迹和（b）允许各种轨迹和线性化的ET系统的框图。 功能块“信号分离（signal split）”表示在数字基带中执行的轨迹操作。 ADC：模数转换器; DPD：数字预失真。

通过观察两个轨迹的耗散热量，可以从表2中的结果得出一个有趣的结论。当ET轨迹与这种高效PA的恒定供电情况相比时，计算表明，使用电池供电时，电源调制发射机的使用寿命将延长75％，而与固定电源电压相比，功耗将降低43％。 PA功耗从19.8 W降至2.7 W，同时降低了散热要求。在供电调制发射机中，产生的热量减少61％;更重要的是，PA中的晶体管工作热量减少86％，这意味着微波晶体管可以在更高的电压下工作，并且具有更少的热引入记忆效应。功耗不仅降低，而且还在PA和电源调制器之间分配，进一步降低了散热要求和热器件的应力需求。

表2

表 2.具有5 MHz 7-db PAR信号的GaN PA在恒定电源供电和效率优化的动态电源的性能比较。 晶体管的功耗大大降低，除了省电外，还可以进行更低的操作温度。 使用eT，晶体管的热量减少86％。

通常，供电调制的PA系统比传统的PA更复杂。在PA中实施电源调制存在许多挑战，从高效PA设计开始，包括高效电源设计，线性化和发送器集成。其中一个主要困难与信号带宽有关。在各种类型的ET发射器中，电源通常连续跟踪信号包络，这可能是I / Q信号分量带宽的许多倍。对于LTE信号的简单示例，图4中显示了四音信号和LTE信号的I / Q和包络功率谱密度，这些图示表明包络调制器需要遵循的带宽急剧的增加。幅度通过零的复调制信号在时域中会产生尖锐的幅度零点，从而也会增加对带宽的要求。

图4

图4.（a）四单音信号的I（红色），Q（蓝色）和包络（黑色）功率谱密度以及（b）LTE信号，显示供电电源跟踪必须的带宽扩展。 虽然I和Q完全在5 MHz带宽内，但幅度带宽的频率成分远远超过信号的20 MHz 。

对于电源具有所需带宽的信号，通过电源调制整个包络仍然是不利的，从而产生Vsupply与RF包络（Vin或Vout）的轨迹。这是因为对于更高的电压电平和有限的电压摆幅，电源通常更有效;在低功率水平下，效率并不重要，驱动调制是更好的选择。电源范围取决于信号类型以及PA类型。图3（a）说明了在文献中报告的几种可能的输入轨迹，定义为一般非线性相关Vsupply（Vin），包括具有恒定Vsupply的传统线性PA（线A），包络消除和具有常数的恢复和全电源调制（B），ET（C），部分漏极调制（D），部分电源调制（E），最小驱动（F）的偏移电源，以及遵循给定参数的最佳路径（例如，增益，线性或效率）（G）。还显示了针对7-dB PAR预处理的WCDMA信号的电压概率密度函数（PDF），以进行比较。

包络调制器需要高效，同时支持越来越大的信号带宽，这意味着大的转换速率。对于脉冲宽度调制（PWM）控制的开关模式电源，这进一步意味着更高的开关频率，从而从根本上导致效率的下降。此外，包络调制器负载是大信号操作下的PA，通常在低频（包络带宽）范围内的非线性模型中没有很好地表征。当信号带宽很高时，这种复阻抗可以从直流到几百兆赫兹范围内变化很大，这是动态电源设计中所必须要考虑的变化。

PA设计也是非传统的：PA通常不能设计成在任何特定的工作模式下工作（例如，F类或E类），因为器件在基波和谐波处的非线性阻抗取决于电源电压。因此，有源器件非线性模型必须适合一系列电源电压。 PA漏极偏置线必须是低通滤波器，它通过整个包络带宽（有时几百兆赫兹MHz），这意味着需要消除旁路电容。这反过来会影响PA的稳定性并且难以分析，因为整个频带上的动态电源阻抗可能不知道器件增益。在集成电源和PA时，互连通常是一种特殊类型的滤波器，旨在满足包络带宽要求和电源-PA的阻抗要求。整个发射机的集成可以导致具有非常不同时间等级的信号之间的耦合，例如，动态电源的切换可以在输出中引入噪声，同时屏蔽和布局以及小型化变得重要。

电源调制（Supply modulation，既ET）在本质上是非线性的，并且在电源调制发送器中存在各种形式的失真。载频放大器引入非线性，时间不变的幅度 - 幅度调制（AM-AM）以及幅度 - 相位（AM-PM）调制，可通过查找表（LUT）进行校正。而电源模块通常引入时变线性失真，可通过数字均衡进行校正。此外，还存在非线性记忆效应，这取决于器件技术和偏置线设计。首先理解然后分别纠正不同的失真以避免过于复杂的数字预失真算法是明智的。

电源调制发射机特有的非线性特性之一是环路和驱动馈电信号之间的时间没有对准。 RF波形在栅极输入（用于场效应晶体管器件），而电源波形通过漏极偏置线输入，并且这些波形需要适当地时间对准。例如，对于5 MHz WCDMA信号，对齐需要在信号带宽反比的2％左右，或4 ns。例如，可以通过最小化相邻信道功率比（ACPR）或者使用诸如高斯啁啾（ Gaussian chirps）的特定信号来快速确定所需的延迟。此外，现代系统包括闭环反馈以调整定时。该监控系统反馈PA输出的副本信号，并对其进行下变频和数字化，并将结果与所需信号进行比较。使用数字预失真可以数字化地减少失真，数字预失真已经用于许多非供电调制发射机的线性化，例如基站中的Doherty PA。与整个系统的效率增益相比，用于信号反馈辅助接收机的功率消耗成本通常可以忽略不计。

整个ET发射机的仿真很困难，特别是对于宽带信号以及包含开关DC-DC转换器的PWM时。包络瞬态仿真的收敛难度是多个时间常数存在的结果，需要在一次仿真中结合谐波平衡，全波场分析和系统级分析。仿真和硬件中的效率测量包括电源调制器和PA效率随时间的变化。瞬时效率和平均效率是相关的，后者取决于信号统计特性。

用于动态电源发射机中的GaN单片微波集成电路PA和调制器

本文介绍的电源调制功率放大器采用Qorvo（TriQuint）150纳米碳化硅（SiC）工艺设计的。这款功率放大器的设计考虑了电源调制，其中PAE，Pout和增益在一系列电源电压下进行设计权衡。图5显示了两级10 W功率放大器的模拟和测量静态性能，其中测量数据是通过芯片（die）键合（die bond-wired）连接到夹具 - 氧化铝50-X线获得的。 PA在输出级使用4个10X90-μm器件，饱和增益为20 dB。模拟使用基于Angelov的模型进行，并包括与外部氧化铝微带线的键合线电感。

图5

图5.（a）在GaN-on-SiC 150-nm Qorvo工艺中制造的X波段MMIC PA（3.8 mm＃2.3 mm）的几个电源电压的测量效率与输出功率。 （b）MMIC安装在载体上并与氧化铝50-X线粘合。 键合线在HFSS中模拟，电抗包含在MMIC的设计中。

如果可以在包络带宽和高压摆率（slew rates）下调制电源，则可以跟踪图5中的效率曲线的峰值（用点显示）。对于图5所示的PA，可以确定“轨迹”，即电源电压和输入信号包络之间的预先描述的函数，以最大限度地提高效率，增益线性度或功率，或者考虑到一些权衡：这就是包络调制器需要遵循的。对于具有中等带宽（几十兆赫兹MHz）的信号，这可以通过使用图1（a）所示架构的连续跟踪来实现;如果有一个非常快速和高效的DC-DC转换器，则不需要快速的线性放大器。对于具有较大带宽的信号，非常快速的电源将降低效率，并且可以在执行平均跟踪的情况下进行折衷，例如，相关研究中使用了连续变化的动态电源或具有离散多个功率电平的电源。

设计在与PA相同的150nm GaN工艺中的降压开关转换器（Buck）调制器如图6所示，以及在100 MHz切换时的测量效率。该电路采用标准的四方扁平无引脚（QFN，quad flat no-lead）封装，效率包括封装损耗和寄生效应。为了跟踪20MHz LTE信号的包络，现场可编程门阵列（FPGA）产生PWM序列，提供低侧和高侧信号。

图6

图6.（a）采用QFN封装的Buck电源转换器MMIC的布局。 （b）在100MHz切换时测量的效率和（c）20MHz LTE信号的测量和模拟的包络跟踪效果。

在ADS Ptolemy中使用微波非线性模型对开关器件进行仿真，结果与测量结果非常吻合，如图6（c）所示。理想包络与测量以及模拟包络之间的均方根误差为4.5％。在仅耗尽模式的场效应晶体管工艺（depletion-mode-only field-effect transistor process ）中实现的这种快速，有效的dc-dc转换器也可以组合在多相转换器拓扑中，以增加带宽跟踪而不降低效率。在相关文献中报道了几种这样的dc-dc转换器。

图7

图7.针对10-MHz LTE包络信号优化的四分立电平转换器的输出电压和（插入）GaN管芯的照片。 该电源转换器实现了97.3％的电源级效率。

对于多级离散跟踪，有人已经演示了两个单片微波集成电路（MMIC）多电平电源：四电平电源和八电平、三bits电源，具有如下所述的架构。 图7显示了四电平MMIC的跟踪，对于10 MHz LTE包络信号，在3.5 W平均输出功率电平下实现了超过97.3％的电源效率。

图8

图8.（a）用正弦波示例说明（b）八电平GaN MMIC电源的离散跟踪。 （c）与矩形脉冲相比，在PA的输出端获得具有Blackman amplitude调制包络的FM雷达脉冲的测量频谱。 频谱限制得到显着改善，同时在10 GHz时保持总效率> 44％。 pHEMT：伪晶高电子迁移率晶体管。

图8显示了跟踪具有10 GHz载波的调幅雷达脉冲时八级MMIC电源的结果。引入幅度调制来限制频谱带宽，ET可以在这种情况下保持效率，这是由于PA（图5）和动态电源的高效率所致。组合效率为44％，供电电源的效率为84％，PA效率为52.4％，在脉冲持续时间内平均为每脉冲3.3W功率。与[-58-dB]理想情况相比，文献中描述的数字预失真导致-52 dB的第一旁瓣电平。为了比较，具有相同频率啁啾的矩形脉冲信号具有-13dB的旁瓣电平，组合效率为50％。与PA MMIC集成的八电平MMIC还具有20 MHz LTE信号以及Chireix PA MMIC 的测试结果。

宽带信号跟踪

图9

图9.与恒定的20V电源情况相比，在LTE信号的电源调制下，MMIC PA的模拟瞬时PAE和饱和增益。 绘制LTE信号的输入和输出PDF以显示针对信号统计的PAE改进。 在这种情况下，两级功率组合PA的两个级都被同时进行电源电压调制。

图9示出了来自图5的PA的模拟总效率（ADS Ptolemy），其中来自图6的降压转换器跟踪器用于具有PAR = 7dB的20MHz LTE信号。与20 V时的恒定电源情况相比，平均功率为34 dBm，时间平均PAE从26％提高到48％，提高了22个点。在图9中，将瞬时PAE和饱和增益与LTE信号的输入和输出PDF一起绘制。然而，随着信号带宽的增加，效率的提高会显着降低。对于在不久的将来预期的更高带宽信号，超高频（UHF）放大器可以通过辅助降压转换器（Buck converter）来有效地放大高频信号。集成在相同GaN工艺中的示例UHF共源共栅PA在超过120 MHz的带宽内具有超过80％的PAE和高增益，400 MHz的带宽内PAE超过60％高达 。这个放大器与图6中的切换器集成可以跟踪130 MHz的波形，如图10中的测量波形所示。

图10

图10.图6中MMIC与来自文献中的共源共栅GaN MMIC PA的集成测量结果，（a）跟踪130 MHz正交频分复用信号，其中（b）切换器覆盖直流 -5 MHz，共源共栅覆盖5-130 MHz（交流耦合用于测试目的）。 输出功率为7.14 W，总效率为74.9％。 切换器输出为1.97 W，平均效率为85.7％，而共源共栅提供5.17 W，效率为72.4％。

对于八电平电源的情况，图11显示了对于PAR = 11.4 dB（应用数字预失真）的20 MHz LTE信号测量的输出频谱和时域包络波形。 10 GHz时的总效率（PA与电源相结合）为32％，平均输出功率为0.85 W，测得的EVM = 5.2％，相邻信道泄漏比= 33 dB。在这种情况下，固定电源电压供电时的效率仅为11％，因此我们再次看到21%的效率改善。

图11

图11.（a）测量频谱和（b）由8电平电源跟踪的20 MHz LTE信号的时域包络波形，器PA和电源的总效率为32％。

由于集成宽带，X波段，电源调制功率放大器的所有必要部分都已经单独展示，下一步是完全集成。图12显示了集成了10 GHz 10 W功率放大器，带有驱动电路的降压电源转换器（Buck converter ）和UHF共源共栅PA的GaN MMIC，其中包含所有输入和控制信号的连接器。唯一的片外组件是一个滤波器，用于确定降压Buck和共源共栅电路之间的带宽划分。

图12

图12.集成的10-GHz PA，降压Buck100-MHz开关电源和UHF共源共栅PA封装在一个完整的5X6-cm电路中，旨在有效跟踪> 300 MHz包络带宽的信号。

随着商用无线通信从4G发展到5G，信号带宽不断增加。在载波聚合中，来自多于一个频谱频段的信号同时发送，即使对于恒定包络信号，也会产生净大PAR。一些5G系统被分配到毫米波范围（6-30和30-100 GHz）的频段，预计信号带宽从200 MHz到2 GHz。这也与现有的卫星多载波信号有关，PAR值在13 dB范围内，信号带宽远远超过200 MHz。作为解决此问题的可能方法的说明，图13显示了250 MHz带限噪声信号的包络及其减少带宽的版本，可以通过四级电平跟踪器来实现，这将导致与AB类PA直接驱动调制方面的效率相比有20个点的效率改进。

图13

图13. 250 MHz带限噪声信号的模拟包络及其减少的带宽版本，可通过四级电平跟踪进行调整。 与使用恒定电源电压的直接驱动调制相比，这将使AB类PA的效率提高20个点。

提供电源调制以提高Doherty和异相（Outphasing）PA的效率

电源调制可用于进一步提高负载阻抗调制PA架构的效率，例如Doherty和异相（Outphasing）放大器。在Doherty功率放大器中，电源调制已被用于调制载波（主）放大器，以在更高的回退（ backoff）功率水平下进一步提高功放效率，如图14所示。效率与回退的关系也勾画出来，显示出可能性当仅跟踪主载波放大器以及载波放大器和峰值放大器同时跟踪时的效率改进。 研究人员研究了一个电源调制的X波段Doherty GaN MMIC PA的特点。如图15所示，测得的芯片输出功率大于36dBm，在10GHz的峰值PAE为47％时。在高达25 dBm的输入功率下，可获得大约9.2 dB的增益，增益平坦度为±0.1 dB。 6 dB和10 dB功率回退时的PAE分别为41％和31％。对于10 Mb / s偏移正交相移键控信号，ACPR（10 MHz）在最大输出功率时> 30 dBc；在没有线性化技术，10 dB输出功率回退时> 33 dBc。

图14

图14.（a）仅调制载波PA的Doherty PA的效率说明：即（b）中的虚线B 。 通过调制峰值放大器可以进一步提高效率。 DSP：数字信号处理器。

图15

图15.测量的线性度高达10 dB退避，没有10 GHz Doherty MMIC PA的数字预失真（如插图所示）。

在Chireix异相（outphasing）功放架构中，非隔离合路器能够实现负载调制并保持高效运行。在LINC异相（outphasing）功放架构中，隔离式合路器提供线性放大，代价是输出功率下降时效率变低。恒定电源供电的异相（outphasing）功率放大器的一个缺点是需要相对较大的异相角和只能实现小输出功率范围的高效放大。这些缺点可以通过增加电源调制来改善，因为两个信号矢量（如图16所示）的长度也可以变化，从而减少了在大角度上快速改变相位的需要。这已经通过提供给输出级晶体管的多个离散电压电平得到了证明。由于Chireix和LINC发射器都至少有两个放大器，电源电压可以以相同的方式改变，也可以在两个放大器之间变化。

图16

图16.具有离散多电平电源电压的异相（outphasing）功率放大器，显示在恒定电源电压（右上）和异相（outphasing）采用电源调制（右下）结合的纯异相情况下输入到PA1和PA2的信号矢量。 后者表明，当包括电源调制时，需要更小的总异相角。

为了测试各种类型的异相（outphasing）功率放大器的电源调制特性，在150纳米GaN工艺中设计了单级功率放大器，并在混合Chireix（非隔离）和LINC（隔离）架构中使用各种输出合路器进行了测试（图17）。具有优化谐波终端的PA表现出的PAE = 70％，10 GHz时具有4 W输出功率。表3中展示了该架构针对恒定电源电压所总结的性能，其中TPout是总效率保持在其峰值的十个点内的输出功率范围，动态Pout范围是测量输出功率的最大值和最小值之间的差值。系统性能由总效率描述。

图17

图17.（a）安装的MMIC PA的测量性能，显示在2.7 W输出功率时峰值PAE为70％; 插图是内部MMIC PA（3.8 mm×2.3 mm）的照片，这是采用Qorvo（TriQuint）150-n m GaN工艺中使用10×100-μmpHEMT的单级设计。 （b）PA合路器组件的详细视图。 设计了几个微带组合器以提供所需的负载调制。

离散电源调制可以提高LINC PA的回退效率。在多级LINC（ML-LINC）中，电源是对称变化的，这减少了隔离合路器中浪费的功率。在非对称多级异相（AMO，asymmetric multilevel outphasing）架构中，供电电源电压是独立变化的，以进一步提高效率。 正如多级Chireix异相（outphasing）（ML-CO）架构所证明的那样，Chireix异相（outphasing）也受益于离散电源调制。在Chireix异相（outphasing）中，输入信号的幅度调制被转换为附加的差分相位调制，它控制输出端的负载调制，从而控制输出幅度。该合路器设计用于调节高效区域的负载，以在低输出功率下保持效率。离散电源调制提供了额外的好处，即内部PA降低了直流功耗。图18显示了不同供电电源调制的测量比较结果，包括ML-LINC，AMO和ML-CO等功放架构。

图18

图18.两个MMIC PA（图8）的ML-LINC，AMO和ML-CO与不同输出组合器和多达七个离散电压（来自静态测量）的比较。

在集成的MMIC Chireix PA中可以实现类似的性能改进，其测量性能如图19所示。事实证明，实现效率提升不需要太多的离散电压电平，并且在五个电平级别之上效率没有显著的改善。

图19

图19.（a）Chireix异相（outphasing）GaN MMIC PA，3.8 mm＃3.2 mm，以及安装在灯具中的MMIC。 该MMIC设计用多级电源调制。 （b）测量的相位扫描电源电压为6-20 V，在9.7 GHz时以2 V为增量。 选择最佳轨迹以最大化总效率。 黑色是6 dB PAR正交相移键控信号的PDF，可用于计算五个或更多电源电平的平均总效率48％。 IMN：输入匹配网络。

结论

本文讨论了当电源调制与高效PA一起使用时的效率改进。应该注意的是，如果输出功率必须在很大范围内变化，那么ET优于其他架构;例如，如果基站平均功率从白天到夜晚变化10 dB，那么功率变化超出了Doherty可以舒适工作的范围，但它可以通过ET放大器来实现。 Doherty PA还具有带宽限制，而ET的变化不能跟踪确切的包络，但是即使对于减少带宽版本的ET，仍然可以在效率方面获得实质性的好处。

电源调制不仅限于多级PA的输出级漏极效率。例如，可以证明，如果可以同时调制驱动器和末级PA的漏极电源，则系统效率可以进一步提高。已经在Doherty PA以及用于改善ET PA的线性度的背景下讨论了增加栅极电源调制。最后，另一种类型的PA，称为谐波注入，其中图2中的一个PA处于A类模式而另一个PA处于二次谐波注入，已被证明可以在供电电源调制模式辅助下一系列输出范围内提供高电源效率。谐波注入PA的有趣效果是它们可以是高效和线性的，但代价是增加了低功率谐波注入电路。

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（完）