1、CRM PFC控制逻辑。有一种可应用的自动PFC 电路，它的PFC 级为反激式，工作在临界导通模式（连续导通模式和不连续导通模式的临界模式），它就很自然地实现功率因数 PF 的校正，由于V=L*dI/dt,在临界导通工作模式下得到 V=L*IP/ton,这样，若将时间保持为常数，则IP与 VtON成正比。但是，脉冲平均电流是IP/2；因此这个平均值也是与 V成比例的。若输入是纯正弦波，平均输入电流也将是纯正弦量。这就是临界控制模式的核心控制逻辑，保持发波时间控制不变，检测到电流过零就开始再次发波，这样峰值电流跟随输入电压波动，实现功率因数校正，一般由于控制芯片的参考地与电源地是不同的，这种方案需要采用差分采样输出电压。
2、 二极管的反向恢复损耗问题。在boost 级中，对效率影响最大的莫过于当开关管开通来自于 600V 的 PFC二极管恢复期间所通过的贯通（shoot-through）电流。由于这个电流流经 FET 时，管子上仍有较高的电压存在，于是存在较大的 VXI 开通损耗。伴随着效率降低，同时出现的还包括 MOS 管的散热问题。因此，在这个位置用一个极快速恢复的二极管（有时被称为“超快速”）是很关键的。任何有比 20～30ns 更大的恢复时间的二极管都是不可接受的，除非在很低功率或非关键场合应用。
PS：在阅读器件规格时，不仅应检查生产厂商提供的 “典型的〞恢复时间，而且要核对它的最大极限值。记住，只有极限值（最小值或最大值〉会被元件厂商所关注，而典型值不能代表什么。
3、小功率应用场合，工程师们通常更喜欢在CRM临界导通工作模式下使用 boost PFC芯片控制。这样，由于开关管开通时，流过二级管管的电流已经降低为0，二极管完全恢复且不存在反向恢复问题。没有击穿危险，这些芯片往往工作于变频模式，对于EMI滤波器设计尝尝是一个很大的考验，没有完美的东西。正所谓有得必有失。
4、浪涌抑制二极管。功率因数校正器的一个关键元件是放置在桥式整流器正端与 PFC二极管阴极之间的浪涌二极管。在最初启动时，通过此二极管对大电容进行直接充电，因此避免了充电电流通过 PFC 扼流圈和超高速二极管造成饱和。但是这浪涌元件的可靠性是所有电源的一个关键。事实上，它是在重复的交流输入下最容易烧坏的一个元件。一旦 PFC开关管开通，它便完全退出，所以不需要用快速二极管。因为不必考虑散热问题，可以选用轴向元
件。但是它的非重复性浪涌等级一定要求很高。
出于 EMI考虑，一些设计人员仍然较喜欢用快速的（昂费的）二极管。例如，用一个独立的 16 A/600V 二极管（带动态冲击电流保护电路）。然而，像IN5408（有质量保证的厂商生产的）这些有比较高的浪涌等级的，慢速的比较便宜的二极管也应该被考虑。
5、 通常对于 DC-DC boost变换器，我们会以纹波系数0.4来设计 boost的电感，这可以折中电感和电容的大小。但是在boost PFC 电路中，这种折中没有太大的意义，因为电容的大小受许多其他因素的影响，如保持时间。此外，流过电容的均方根电流也不仅仅由电感上的纹波电流决定，而是受多种因素影响。因此，在boost PFC 电路中，输入电感的设计应使 PFC 级在交流 90vac网压接近瞬时峰值时，电路转入连续导通模式。这样设计对减小电感的体积很有帮助。
6、PFC 电路中的磁芯损耗
计算稳定直流输入下的磁芯损耗。需要知道电流峰-峰值，使之转换为与之成比例的磁通密度峰-峰值。但是对于 PFC 电路，输入电压是瞬时变化的。所以，磁芯损耗就应该以整个交流半周期求积分，或者我们确定一个与之相当的直流电压值。这可能是一个输入电压曲线上的点，但能正确反映整个交流半波电压的平均值。这在电压总是变化的情况下（通常在交流 90~27oVac 之间）会更复杂。图1 给出了电感电流的一个数学仿真结果。注意，为了方便观察，频率被按比例降低，但由于在仿真中所用的电感值也相应地按比例增加，所以图中所示峰值、谷值和所示电流峰-峰值都是实际值。
图 1 PFC电流仿真
可以发现，从90V电压变化到270Vac，电流峰峰值的平均值画线，可见最差情况在180V输入条件下，因此我们可以计算此时的最大功耗。这个条件下对于磁芯是最恶劣的；实际我们就是计算最大的峰峰值电流，对应最大的磁芯变化，这样可以计算出磁损，这时候是最恶劣的时候，这是理论，一般我们不会算，只是了解这一个条件下，磁芯损耗比较大而已。